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超３極管接続(Ver.1) 50BM8 シングル・アンプ 試作3号機 改造2の追試・リプル雑音 |
Ver.01 2015/12/7
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試作3号機は、上條さんの改造記事にある「改造2 初段をカスコード化」の追試です。 この「改造2 初段をカスコード化」は、改造記事によると、初段をカスコード回路にして定電流性を高め、また、初段増幅素子をトランジスターからJ-FETに変更して回路をシンプルにする改造、とのことです。そして、この改造により残留ノイズが 98μVにまで改善したそうです。
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♪ 改造前に考えた
何故、電源回路からリプルフィルター回路を省略できるのか、素人目にはとても不思議です。 そして、何故、初段回路の「定電流性を高める」改造で、残留雑音がさらに低下するのでしょうか？
上条さんの解説記事によれば、出力管V2のカソードとB電源を直結させたコンデンサー（＊）にその秘密があるそうです。この秘密の中身を知りたくて、ぺるけさんの『真空管アンプの素』の136頁から141頁を読みながら、回路をトレースしました。以下、私なりに理解した事柄のまとめです。（誤解、曲解があるかも）
＊：このコンデンサーの回路形態は、ミニワッターでお馴染みの「ショートループ・コンデンサー」と同じ形態です。以降、このコンデンサーを「ショートループ・コンデンサー」と記します。
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そもそも、お手本とした電源回路（右図）にはリプルフィルターの回路がありません。実測で
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♪ リプル信号の一次電流の流れと電圧値 B電源の残留リプルがスピーカから出力されるルートとしては、 ①出力トランスの1次側に直接流れるルート ②出力管V2により増幅されるルート があります。 そして、本回路ではあまり影響は無かったのですが、①と②は逆相です。 これらのことを意識しながらトレースします。
右図がトレースした回路です。出力トランスの1次側に直接流れるリプル信号と、出力管V2に入力されるまでのリプル信号の流れ（リプル信号の一次電流）を明示してみました。出力管V2により増幅されたリプル信号は記していません。
このリプル信号の一次電流の流れを見ると、ショートループ・コンデンサーC1を流れるルートは、C1の交流インピーダンスがとても低いので出力管V2のカソード（K2点）にはリプルが減衰せずそのまま現れます。このため、出力トランスの1次側に直接流れるリプル信号のルートは、通常の増幅回路と違っていて、リプル信号がOPTから出力管V2側には流れません。 |
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下図は、各素子を抵抗器に置き換えて、C1を短絡した図で、リプル電圧を仮置きで1000mVとしています。Zo1は初段回路の出力インピーダンスで5.8MΩ、Rfは帰還管V1を抵抗器と見なしたときの抵抗で404KΩ、また、rp2はV2の内部抵抗で0.2KΩです。
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注 ・初段回路の出力インピーダンス 5.8MΩ －2SA1775Aの簡易モデルを作り初段回路をシミュレーションして求めた値 ・出力管V2の内部抵抗 0.2KΩ －P-G帰還後の値、「内部抵抗とダンピング・ファクター」を参照 |
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① 出力トランスの1次側に直接流れるルート 出力トランスの1次側に直接流れるリプル信号は、OPT1次側(10KΩ)とV2の内部抵抗(0.2KΩ)の並列合成抵抗値が、0.2KΩ=10KΩ//0.2KΩ なので、0.03mVです。 OPTの1次側の入力電圧が0.03mVのとき、2次側の出力電圧は、OPTのインピーダンス比から計算すると、1μV（>0.03mV＊0.028）にも満たない値です。
②出力管V2により増幅されるルート 初段回路の出力インピーダンスZo1がとても大きいことから、出力管V2のグリッド（G2点－E点間）に現れるリプル信号は935ｍVもなります。通常の回路ですと、この935mVがそのまま出力管V2で増幅されることになります。しかし、ショートループ・コンデンサーC1により、出力管V2のカソードにはリプル信号1000mVがそのまま現れるので（K2点とB点が同電位）、差分の－65mV（G2点-K点間）だけが、出力管V2で増幅されることになります。
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この－65mVは、どの程度増幅されて出力管V2のプレートに現れるのでしょうか？ “深いP-G帰還”により、あまり増幅されないと思うのですが。
計算すると、出力管V2のグリッドからプレートまでの増幅率が大凡40倍で、プレートからグリッドに戻される帰還電圧が0.93倍＝5.8MΩ/(5.8MΩ+404KΩ)なので、プレートに現れる出力電圧は、68mVとなります。 ・（入力電圧＋帰還電圧）＊40倍＝－出力電圧 ・帰還電圧＝出力電圧＊5.8MΩ/(5.8MΩ+404KΩ) －65mV入力で68mV出力、増幅率はほぼ1倍（増幅してない！！）
逆相の出力トランスの1次側に直接流れるリプル信号は0.03mVでしたので、この68ｍVがそのままOPTの1次側に印加されます。そして、OPTの2次側に現れる残留雑音は、OPTのインピーダンス比（10KΩ：8Ω）とOPTの電力損失（推定で0.9倍）から求めると、1.7mV＝65mV＊√(8Ω/10KΩ)＊0.9倍 です。
実際の整流直後の残留リプル電圧は660mVでしたので、スピーカ端子に現れる残留リプルは、 1.1mV≒660mV＊1.7mV/1000ｍV となるはずです。
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☞ 残留雑音の実測値は、0.9ｍV～0.8mVでしたので、計算値1.1mVより低めになりました。これは、残留雑音の大半が残留リプルによる雑音だったとすれば、シミュレーションで求めた初段回路の出力インピーダンス値の5.8MΩが、実際は、もっと大きな値だったと推測しました。（仮に8MΩ～9MΩくらいなら、残留リプルの雑音量は0.9mV～0.8mVと計算されます。自製した2SC1775Aのデバイスモデルがもう一歩だった！？）
☞ 約40倍だった増幅率が約1倍になっています。 “深いP-G帰還”の “深い”って、こうゆうことなのですね。
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♪ 何故、初段回路の定電流性を高めると改善されるのか？ 理論的には、V2のグリッドとカソードが同電位になれば、増幅されるリプル信号はゼロです。カソード側のリプル電圧は減衰しないので、増幅されるリプル信号を少なくする策としては、 ① 初段回路の出力インピーダンスを上げる（定電流性を高める） ② 帰還管V1の抵抗値を下げる が考えられます。 今回の改造2は、初段をカスコード化することで①を実現させている、と理解しました。
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♪ ミニ実験 カソードバイパス・コンデンサーに変更 出力管V2のカソードに入っているショートループ・コンデンサーC1が、カソードとアース間に接続される通常のカソードバイパス・コンデンサーだったとします。 先と同様に、このときのリプルの流れを考えると、今度は、直接OPTの1次側を流れるリプル信号は、出力管V2側に流れることになります。 OPT1次側インピーダンス10KΩと比べて出力管V2の内部抵抗が0.2KΩと圧倒的に小さいので、残留リプル電圧がほとんどそのままOPTの1次側に現れることになります。また、逆相の増幅されるリプル信号は、初段の出力インピーダンスが高くても出力管V2の内部抵抗の約200Ωが並列になるので、とても小さくなります。 従って、リプル雑音がドンと増えることが予想されます。
実際に、試作1号機で図のようにC2をカソードバイパス・コンデンサーとする改造をしたところ、1mVを切っていた残留雑音が19ｍV！となり、実用に耐えないアンプになってしまいました。
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出力管V2のカソードとB電源を直結させたショートループ・コンデンサー、うまくできていますねぇ。 すごい！
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